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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Amplificador classe EA (Super A, sem comutação). Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Amplificadores de potência a transistor (Cinco opções) Uma descrição detalhada é fornecida para estudar o princípio de operação e fabricação. Este amplificador de potência de áudio foi projetado sob as seguintes condições:
Como funciona Inicialmente, este UMZCH (Fig. 1) foi desenvolvido como um modelo para estudar distorções não lineares em amplificadores. Os estágios de entrada não deveriam ter distorção "step". Para isso, as cascatas são mais adequadas, por assim dizer, conectadas em paralelo entre as fontes de alimentação + e - (VT1, VT2), para as quais receberam o nome de "paralelo". O emissor VT1(VT2) foi conectado a um potencial abaixo da tensão de entrada negativa para poder controlar o momento e a natureza do fechamento VT5(VT6) (modo A, EA, AB, B). Então surgiu a ideia de fornecer aos emissores VT1, VT2 uma tensão de realimentação (OOS) através de R5 (R6) para as cascatas paralelas já formadas (elas também são compostas), o que reduz o potencial do emissor VT1 (VT2), impedindo o fechamento e abertura abruptos de VT5 (VT6 ), e assim formam correntes quiescentes no modo EA. Os resultados da pesquisa estão resumidos em um oscilograma das correntes de saída (Fig. 2), onde (1) é a corrente na carga, +I é a corrente VT5, -I é a corrente VT6. Os modos foram definidos deliberadamente para determinar o limite para o aparecimento de distorções. Ponto 2 - distorções do tipo "step" no modo B, quando o VT5 fechou bruscamente e o VT6 ainda não abriu. No ponto 2, são possíveis rajadas de sinal com uma frequência diferente, que estão presentes na composição do sinal ou quando duas frequências são alimentadas simultaneamente na entrada do amplificador. Tal PA tem um alto coeficiente harmônico, o HF nele soará agudo, com tons sibilantes, e a sinusóide terá uma inclinação aumentada do declínio-ascensão. O transistor, que foi lentamente aberto em pequenos sinais, abre bruscamente, distorcendo o sinal. A trajetória correta é a linha 3. Pode-se observar que uma senóide (período) se formou em relação à linha 3 (meio período), o que significa harmônicos com frequência dupla (boom). Quando o modo B é aprimorado, a área 2 se transforma em um ponto brilhante e depois desaparece. Além disso, ao estudar distorções não lineares, ficou claro que as distorções da forma de onda e um aumento no coeficiente harmônico (ponto 4) ocorrem mesmo no modo A com altas correntes quiescentes, se o braço oposto fechar desproporcionalmente ao sinal (muito acentuadamente), acelerando assim o aumento da corrente na carga. O som de tal mente será sonoro, com um eco metálico, como ao bater em uma bola de borracha. Por esta razão, alguns amplificadores com altos parâmetros e altas correntes quiescentes soaram pior e tiveram um som natural pior do que amplificadores mais simples em termos de circuitos. No modo A, se a corrente quiescente estiver rigidamente estabilizada (neste caso, 250 mA, linha tracejada), ocorre uma quebra brusca no ponto 5, que afeta imediatamente a linearidade da característica do braço inferior (4) que abre neste momento. No ponto 4, são possíveis quebras e rajadas do sinal de saída. Isso significa que não é tanto a corrente quiescente dos transistores que é importante, mas sua abertura e fechamento suaves (o mais próximo possível da forma de um sinal útil). Isso confirma totalmente a correção da fonte [1], e torna possível aplicar o modo econômico A (EA) neste PA (Io, linhas 7 e 8 na Fig. 2). Este modo também é chamado de Super A, ou Non switching (sem comutação) [1], mas o nome EA está mais próximo da verdade. O fato é que EA produz uma redução dinâmica de correntes quiescentes sem degradar os parâmetros (com melhor qualidade de som!), O que reduz o aquecimento dos transistores de saída reduzindo as correntes passantes, aumenta a eficiência e eficiência do amplificador.
O princípio do amplificador (fig. 3) O sinal de entrada é aplicado à entrada não inversora do amplificador operacional e amplificado para 8V. Da saída do amplificador operacional até R8, o sinal é enviado para as bases VT3, VT4. Como os emissores VT3 e VT4 estão conectados a uma fonte de tensão estabilizada e a fonte de alimentação do amplificador operacional também é estabilizada, a corrente de coletor VT3, VT4 depende apenas do nível do sinal e depende pouco da tensão de alimentação. Na verdade, VT3(VT4) é um gerador de corrente controlado para VT5(VT6), o que significa que a influência de Upit na corrente de coletor de VT5 também será enfraquecida. E a corrente VT11, por sua vez, depende da corrente de coletor VT5. Isso significa que no amplificador não há modulação do sinal útil pela tensão de alimentação mesmo sem feedback, e a qualidade do som, principalmente em baixas frequências, será a mesma que em amplificadores com fonte de alimentação estabilizada. As reduções de energia serão perceptíveis apenas na potência máxima, com uma tensão de saída próxima à tensão de alimentação. Os transistores VT3 e VT5 (VT4 e VT6) formam cascatas compostas, nas quais é introduzido um divisor que determina o ganho. Essa combinação bem-sucedida possibilita a aplicação de um sinal de feedback negativo (NFB) diretamente ao circuito emissor VT3 (VT4) através de R27 (R28) e, ao mesmo tempo, permite formar facilmente a operação dos estágios de saída no EA modo, obtendo alta linearidade em uma alta taxa de variação e ganho. A tensão OOS é aplicada ao emissor VT3 (VT4), impedindo seu fechamento abrupto. Mesmo operando com corte de corrente em níveis máximos de sinal (osc.6), os transistores de saída abrem antecipadamente suavemente e não geram distorção em níveis de sinal baixos (região mais favorável para ocorrência de harmônicos). O ganho da parte do transistor do amplificador é igual à relação R27/R17 (R28/R18)+1. O ganho de todo o amplificador é igual à relação R5/R3+1. A sensibilidade do amplificador é definida selecionando R3. Selecionando o modo de operação do amplificador Ao desenvolver e testar qualquer UMZCH, a principal tarefa é obter a máxima qualidade com o mínimo de aquecimento. O amplificador foi testado em todos os modos de A a B (Fig. 2, osciladores 6, 7, 8). Neste PA, o modo B está realmente ausente. O corte da corrente do lado superior (linha 6) ocorre em uma corrente do lado inferior de mais de 2A, que tem pouco efeito na forma do sinal útil e, na verdade, é o modo AB, apenas com a formação de uma subida-descida de acordo com o princípio EA. Deve-se notar que a forma de correntes quiescentes em osc.7 é idealizada e praticamente é o modo A. Eficiência excessivamente baixa, o aquecimento diferiu pouco do modo A, embora não haja melhora perceptível no som. E vice-versa, (segundo o autor) o som ficou muito suavizado, os agudos se perderam em algumas composições. Em termos de economia, o mais ideal é o modo osc.9, com a corrente quiescente caindo para 0 no sinal máximo. A forma da corrente foi determinada experimentalmente na eficiência máxima (osc. 8, 40 mA, sem corte), e a primeira versão do amplificador foi feita. Então, aumentando o OOS local, tornou-se possível aumentar o aumento dinâmico da corrente dos transistores de entrada, o que reduziu os harmônicos pela metade. A qualidade do som melhorou. Ao mesmo tempo, descobriu-se que quando o modo EA traz a corrente para uma seção reta, não há mais diferença se há um corte de corrente ou não (osciladores 6 e 8). O som quase não muda. Foi assim que a segunda e as seguintes opções foram feitas. Claro, qualquer um pode escolher qualquer um da família de características de corrente quiescente (Fig. 2) a seu critério. Para aumentar a corrente residual (operação sem corte), é necessário reduzir R13-R14 para 360 ... 340 Ohm, aumentando a componente constante usando R16. Para dar à corrente quiescente a forma osc.7, é necessário reduzir R11-R12 para 5,6 ... 5,1k. (As alterações devem ser feitas com os transistores de saída desabilitados.) A primeira versão do amplificador Seu esquema é completamente idêntico ao mostrado na Fig. 3, e difere dos seguintes apenas nas classificações R13-R14=360 Ohm, R27-R28=4,3k. A corrente quiescente tem a forma osc.8. A segunda versão do amplificador (Fig. 3) difere do primeiro alterando os modos de operação de VT3-VT4 e introduzindo um modo EA mais profundo (significando uma subida e queda mais suave da corrente quiescente). O aumento da corrente dinâmica em R13-R14 foi aumentado e seu componente constante foi reduzido (R15-R16). Além de melhorar a qualidade do som, isso aumentou a eficiência da compensação térmica. O modo EA mais profundo reduziu significativamente o nível de timbres sonoros (harmônicos ímpares) e eliminou quase completamente qualquer coloração de timbre do som. Combinado com a impedância de saída zero do amplificador, isso faz com que qualquer alto-falante tenha um som de alta qualidade. Com a escolha certa de amplificador operacional, seleção de transistores por ganho e classificações de elementos para simetria de ombro, o coeficiente harmônico não é superior a 0,0006% a 1 kHz e 0,002 a uma frequência de 20 kHz. A corrente de repouso tem a forma osc.6 (0…5 mA). A terceira versão do amplificador (fig. 4) Maneiras de melhorar ainda mais os parâmetros seguem dos recursos da base do elemento. Sabe-se que a distorção do amplificador operacional aumenta com a frequência, a tensão de saída e a corrente. É difícil atingir todos os parâmetros altos em um sistema operacional. A saída dessa situação é usar um estágio de buffer de um amplificador operacional com alta capacidade de carga, ou seja, inclusão composta de dois amplificadores operacionais. A tensão de saída do primeiro amplificador operacional é imediatamente reduzida em 2 a 4 vezes, o coeficiente harmônico é quase o mesmo e o ganho do segundo amplificador operacional (buffer) é dobrado. Como primeiro estágio, é melhor usar um amplificador operacional com transistores de efeito de campo na entrada, com Kg muito baixo e o primeiro pólo acima da faixa de áudio, e como segundo - um amplificador operacional com TOC, que têm uma taxa de variação de tensão de saída muito alta e capacidade de carga. Os amplificadores operacionais TOC de alta frequência têm distorção muito baixa na faixa de áudio. Também é sabido que o ganho e a linearidade das características do transistor dependem da corrente do coletor, ou seja, quanto menor a faixa de corrente, menor a distorção. A saída é o uso de transistores emparelhados nos estágios de saída. Com base nisso, uma terceira versão do amplificador foi desenvolvida. Com a seleção correta do amplificador operacional, ganhos do transistor e classificações de elemento para simetria de ombro, é realista atingir um coeficiente harmônico de não mais que 0,0005% por 1 kHz e não mais que 0,001 em toda a faixa de frequência e potência.
Quarta opção de amplificador Seu diferencial está no uso de fonte de alimentação estabilizada para os estágios pré-terminal, no uso de amplificadores operacionais FF e na capacidade de montar uma placa de circuito impresso em componentes SMD (montagem em superfície), o que reduz significativamente suas dimensões. É necessário selecionar análogos SMD dos transistores indicados no diagrama. Conforme observado acima, a qualidade do som e o nível de tensão de saída deste amplificador não dependem de quedas e ondulações na tensão de alimentação. O uso de uma fonte de alimentação estabilizada dos estágios pré-terminal, neste caso, dá apenas a independência da corrente quiescente dos transistores de saída de grandes mudanças na tensão da rede e pode ser aplicada a pedido do fabricante. A numeração dos componentes fica de acordo com as opções 1 e 2.
Quinta opção de amplificador O uso de transistores compostos nos estágios finais possibilitou simplificar as configurações do circuito e do amplificador, o que é importante para iniciantes e radioamadores inexperientes. Uma redução significativa em suas dimensões permite competir em dimensões com o UMZCH integrado, possuindo parâmetros mais altos. Ao mesmo tempo, a linearidade de ganho em baixas frequências é maior que a dos microcircuitos UMZCH, a tensão de saída é maior em uma tensão de alimentação relativamente baixa e insensibilidade a quedas de tensão de alimentação, o que é especialmente importante para fontes de alimentação de pequeno porte. O diagrama da versão de dois canais é mostrado na figura abaixo. Neste caso, os reguladores de tensão OU e VT1-VT2 são comuns.
A opção 5 do amplificador requer pouco ou nenhum ajuste. Tudo se resume a verificar as tensões de alimentação, a ausência de tensão constante na saída e definir a corrente quiescente desejada com os transistores de saída aquecidos ao máximo. O desvio da corrente quiescente com a temperatura é menor aqui do que na opção 2 devido ao menor ganho de corrente, mas devido ao grande ganho de tensão dos transistores compostos, é possível amplificação excessiva e corte do sinal, o que nem sempre é útil para caixas de som. Portanto, R19-R20 não deve ser inferior a 0,075 ohms, mesmo para alto-falantes potentes. Se desejar, você pode adicionar controle térmico e proteção de corrente da opção 2. Se você tiver dificuldade em medir a resistência de 0,075 ohms, poderá sair da situação de duas maneiras. 1) Conecte dois resistores de 0,15 ohm ou quatro resistores de 0,3 ohm em paralelo. 2) Meça a resistência de um fio constantan ou nicromo (por exemplo, desmontando um resistor de fio de 0,51 Ohm, 1%), endireite-o e divida-o com precisão em partes iguais ao longo do comprimento, obtendo a resistência desejada. É aconselhável estanhar as pontas do segmento em um comprimido de aspirina e enxugá-lo com álcool. Um pedaço reto de nicromo não terá indutância e pode ser soldado à placa na forma de um jumper ou suporte. O coeficiente harmônico do amplificador da 5ª opção não foi medido, mas subjetivamente em termos de som não é superior a 0,008% em toda a faixa de frequência e potência. Como exemplo, na fig. 12-13 mostra a placa de circuito impresso da versão de dois canais do amplificador. Os transistores de saída são TIP142T/TIP147T nos casos TO-220, e possuem dimensões menores que TIP142/TIP147 nos casos TO-3R. Quando embutidos em alto-falantes multimídia onde há vibração, R13-R14 são substituídos por uma constante de 92...100k. Em uma versão em miniatura, em pequenos radiadores, deve ser escolhido de forma que a corrente de repouso em radiadores frios seja de 5 ... 10 mA e, quando aquecida, nunca ultrapasse 40 ... 60 mA. Este modo pode ser classificado como AV + EA. Capacitor C1 - cerâmica de pequeno porte, C3 - eletrolítico apolar. Parâmetros do amplificador completamente dependente do tipo de sistema operacional usado. A potência de saída senoidal máxima possível do amplificador da segunda opção é de 120 W, mas com uma carga de 4 ohms e uma tensão de alimentação acima de +/-35V, você precisa limitar a corrente de VT11, VT12 (R33, R34) ou ligue-os, caso contrário, a dissipação de energia nos transistores de saída excederá o máximo permitido. Ao aplicar uma carga de apenas 4 ohms, a tensão de alimentação não precisa ser aumentada acima de +/-35V. É verdade que isso reduzirá a potência de saída com uma carga de 8 ohms. Segundo o autor, alto-falantes com resistência de 6-8 ohms têm um som mais natural e alto-falantes com 4 ohms têm mais potência e dinâmica. A resposta de frequência do amplificador é linear de corrente contínua (sem C1) a 200 kHz (sem C2, C6), com uma diminuição suave na amplitude de 200 kHz a 1 MHz. Quando um sinal com frequência de 1 MHz com modulação de amplitude com frequência de 1 kHz foi aplicado à entrada do amplificador, ele foi recebido por um receptor de onda média. Uma tensão constante foi aplicada à entrada PA (sem C1) de 0 a 1V em passos de 10mV, enquanto a tensão de saída aumentou absolutamente linearmente de 0 a 30V, ou seja, O amplificador se comportou como um amplificador DC de precisão, o que indica sua alta linearidade de ganho e, como resultado, baixos harmônicos e alta fidelidade sonora. O amplificador foi testado com pulsos retangulares com frequência de 2 kHz a uma carga resistiva de 6 ohms. Neste caso, uma taxa de variação da tensão de saída de 30 V/μs foi obtida e foi limitada apenas pela fonte de pulsos retangulares; nenhuma distorção da forma do sinal e nenhum pico foram observados. Tensão nominal de saída = Upit.-5 V. Tensão máxima de saída do amplificador = Upit.-3V. Quando a tensão de alimentação é reduzida por uma fonte de alimentação regulada bipolar, a amplitude do sinal de saída não diminui até que a fonte de alimentação atinja o valor Uout + 5V, e quando Upit = Uout + 3V, o sinal de saída é gradualmente limitado. A impedância de saída do amplificador = 0. O amplificador não é sensível ao fundo da fonte de alimentação com um componente variável de até 100mV. Faixa de tensão de alimentação - de +/- 25 a +/- 40V. As distorções foram medidas usando dois geradores G3-118 e filtros notch incluídos no conjunto. O nível de distorção não linear total, quando sinais de 20 Hz a 20 kHz foram aplicados à entrada, foi menor do que o dado em [1] (Fig. 8), e estava no nível de interferência do osciloscópio S1-65A (0,2 ... 0,3 mV em uma tensão de saída de 32 V), o que implica um coeficiente harmônico não superior a 0,002%. O mesmo foi demonstrado por medições com um analisador de espectro de computador. Mas, ao mesmo tempo, o objetivo principal era cumprir a condição 2. O amplificador foi testado e operado em Io = 150 mA com um dissipador de calor de alta qualidade. Apesar do número relativamente grande de peças, o próprio amplificador consiste em um microcircuito e 6 transistores (VT3, VT4, VT5, VT6, VT11, VT12). VT1 e VT2 - estabilizadores de tensão +/- 15 V; VT7, VT8 - nós para compensação térmica da corrente quiescente dos transistores de saída; VT9, VT10 - limitadores de corrente máxima (6A). VT1, VT2, VT9, VT10, VD1, VD2, R9, R10, R19-R20, R33, R34 na presença de uma fonte estabilizada separada de +/- 15 V e com uma diminuição na potência de saída (Upit. = +/- 25V, Pout 50W) do esquema, você pode excluir e fazer uma versão simplificada de tamanho pequeno do PA. Dispositivo de compensação de temperatura Deve-se notar que a corrente quiescente do amplificador pode mudar significativamente quando os transistores (especialmente VT3-VT4) aquecem e a tensão de alimentação muda, então você precisa selecionar com precisão o ponto de operação dos transistores VT7-VT8 (compensadores para alterar a corrente quiescente de temperatura e tensão de alimentação). Ao mesmo tempo, as flutuações locais da corrente quiescente dentro de +/- 20 mA não afetam os parâmetros do amplificador. Após os estudos dos modos térmicos do UMZCH, o autor chegou às seguintes conclusões: 1. Um aumento na corrente quiescente dos transistores de saída em 2-3 vezes pode ocorrer mesmo com um leve aquecimento do transistor de entrada de menor potência , portanto, é desejável controlar os modos de tantos estágios quanto possível. 2. É desejável colocar cada transistor de saída em um radiador separado sem juntas isolantes e controlar sua temperatura. O dispositivo de compensação de temperatura funciona da seguinte maneira. O transistor VT7, um gerador de corrente, é montado em um radiador VT11 através de uma junta de mica. (VT8 no radiador VT12). Quando o radiador esquenta, a corrente VT7 aumenta e é alimentada através de R23 (R24) para o circuito emissor VT3 (VT4), cobrindo-o. O sinal para limitar a corrente dos transistores de saída também é fornecido aqui. Ao selecionar os resistores R21-R22, você pode definir diferentes condições de temperatura para o amplificador. No modo 1, uma linha sólida (quando R21, R22 = 100 ohms), a corrente quiescente será estável até 65-70 graus e, em seguida, diminuirá drasticamente para 0. No modo 2 (R21, R22 = 68 ohms), a corrente quiescente diminui proporcionalmente à temperatura, ou seja, o dispositivo mantém a temperatura definida. No modo 3 (R21,R22 = 150 ohms), a corrente quiescente não aumentará com o aumento da temperatura, mas não diminuirá para reduzir o aquecimento dos transistores (o dispositivo pode suportar uma determinada corrente). Ao alterar a tensão de alimentação do amplificador de +/-25 para +/- 40V, é necessário selecionar o valor de R29-R30 para que o deslocamento em R25-R26 seja 0,41-0,432 V. O valor de R29-R30 é calculado pela fórmula: R29 (R30) , kOhm = Upit. /0,432 - 1k. Quando os transistores de saída foram reinstalados deliberadamente em radiadores de uma área menor, o dispositivo de compensação térmica foi reconstruído e resistiu às condições térmicas especificadas. Em combinação com baixa sensibilidade a quedas de energia, isso torna possível integrar este PA em equipamentos existentes, onde não há energia suficiente do transformador de potência (por exemplo, "Vega 50U-122S"), ou a área de \ uXNUMXb\uXNUMXbradiadores (centro de música). Claro, é possível montar frequências ultrassônicas em microcircuitos, mas (segundo o autor) eles não têm a mesma qualidade de som que PAs em elementos discretos. Detalhes e construção No amplificador, é melhor usar um amplificador operacional com taxa de variação de pelo menos 50 V / μs com baixo nível de harmônicos e ruído intrínseco, com transistores de efeito de campo na entrada. Os transistores VT3, VT4 devem ser selecionados com o maior ganho possível, baixo nível de ruído e uma fraca dependência da corrente do coletor em relação à temperatura. Como VT5-VT6, é desejável usar transistores com alta frequência de ganho e baixa capacitância de coletor. No amplificador, é bem possível usar o amplificador operacional doméstico KR574UD1 e transistores com ganhos de 130 - 150 para poder refazer um amplificador existente (por exemplo, Amfiton) das mesmas peças. A tensão máxima permitida de todos os transistores neste caso deve ser de pelo menos 80V. Dependendo da Uout desejada, é necessário alterar a resistência R5, observando a condição: (R5/R3)+1=Uout/Uin. Ao usar outros transistores de saída (efeito de campo ou quando conectados em paralelo), pode ser necessário selecionar a resistência R31-R32 de acordo com a queda de tensão de 0,55V sobre eles na posição intermediária do motor R16 com VT11-VT12 desligado . De acordo com os cálculos do autor, com base neste circuito, é possível projetar um PA com tensão de saída de 80-100 V. (O amplificador é capaz de produzir uma tensão de saída próxima à tensão de alimentação). Pares complementares (VT3 - VT4, VT5 - VT6, etc.) de braços opostos não devem diferir em ganho em mais de 5%. Resistores localizados simetricamente nos braços superior e inferior também são selecionados com uma tolerância de 5%. Esta é uma condição necessária para a simetria do sinal de saída e para evitar distorções não lineares. Os resistores R33 - R34 consistem em dois resistores de 0,2 ohm 2W conectados em paralelo, localizados um acima do outro. R33, R34 devem ser usados de forma não indutiva. Não use resistores de fio enrolado. A bobina L1 é enrolada em um resistor R35, contém 2 camadas de fio PEL 0,8 e é impregnada com verniz ou cola. L1, C9, R36 são montados na placa de saída. A área de superfície dos radiadores VT5 - VT6 é de pelo menos 30 cm, VT1 - VT2 -1..2 cm. Se você precisar alterar o tamanho do tabuleiro, ele pode ser movido ao longo da grade. Todas as pistas são soldadas. Os trilhos de transporte de corrente dos circuitos de energia e as cargas são estanhados com uma espessa camada de solda com a colocação de um fio de fio de cobre. Para todos os transistores montados em radiadores, é obrigatório o uso de pasta condutora de calor e, para transistores de sensores térmicos, as juntas devem ser feitas de mica. Como C1 e C3-C4, é melhor usar um capacitor eletrolítico não polar.
Opção 5 Placa de Amplificador Duplo
Vista do lado da solda. Tamanho 55x60mm. A segunda e terceira variantes do amplificador podem ser montadas em uma placa universal (Fig. 8, Fig. 9). No caso de balancear o amplificador operacional entre os pinos 1-8 ou 1-5, um jumper é colocado no ponto X no pino 8 ou 5. Ele deve ser confiável para evitar um desequilíbrio grosseiro do amplificador operacional. O resistor R6 pode ser ligado nos pontos + e - 15V da placa, ou colocar um jumper, dependendo do tipo de op-amp. Se o amplificador operacional DA2 não for usado, a faixa deve ser cortada no ponto X2. Ao usar dois amplificadores operacionais, o resistor R8 muda para o pino 6 de DA2. Configurando o amplificador Depois de verificar a instalação correta, você deve:
unidade de proteção CA Em situações de emergência, quando a corrente contínua flui pelo alto-falante, sua bobina queima, portanto, o uso de proteção do alto-falante é um pré-requisito para amplificadores potentes. A unidade de proteção (Fig. 10) funciona da seguinte maneira.
Faixa de tensão de alimentação:........+/-20…+/-60V
Quando a energia é ligada, o capacitor C3 começa a carregar (da fonte de alimentação até R7-R8). Após 1 seg. a tensão nele atinge um valor suficiente para abrir o VT3, então o VT4 abre e o relé conecta os alto-falantes ao amplificador com seus contatos. Durante a operação normal do PA, a tensão alternada de sua saída não tem tempo para carregar C1-C2 e, em caso de emergência, a tensão constante da saída do amplificador abrirá VT1 ou VT2 (dependendo da polaridade), a tensão em C3 diminuirá e o relé desligará o AC. No caso de falsos alarmes de proteção em volume alto, a capacitância C1-C2 deve ser aumentada. Um desenho da placa de circuito impresso da unidade de proteção AC é mostrado na fig. 11 e 12. É aconselhável usar uma unidade de proteção de alto-falante separada para cada canal. O relé (UP1) deve ser alimentado por uma fonte que tenha uma capacitância de filtro de potência menor que o próprio amplificador, de forma que quando a energia for desligada, o relé P1 seja desligado primeiro. O relé deve ser usado com a maior área de contato possível e força de mola, pois relés em miniatura (especialmente relés reed) têm casos de queima de contatos e incapacidade de desligar em caso de emergência.
Literatura 1. Yu Mitrofanov. EA em UMZCH. Rádio nº 5,1986, XNUMX
Autor: Laikov A.V. (alexandr.laykov@rambler.ru); Publicação: cxem.net
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